Разделы сайта
Выбор редакции:
- Робот впервые нарушил первый закон робототехники
- Что же большего всего пугает индивида
- Новый Renault Duster: изменился к лучшему, оставшись собой
- Подержанные Lexus RX450H
- Правила управление чатом или как быть модератором на канале Как банить на твиче если ты модератор
- Батарейки: какие бывают, виды, типоразмеры элементов питания, их маркировка и устройство (фото)
- Фотофиксация гаи и штрафы за превышение скорости
- Безлопастная дисковая турбина, или роторный двигатель Николы Тесла
- Велосипедная сигнализация
- Какие светодиоды используются в фонариках и какие лучше?
Реклама
Предварительный усилитель с темброблоком матюшкина. "Электроника и Радиотехника"Все для любителей! Схема предварительного усилителя матюшкина на импортных транзисторах |
Высококачественный предварительный усилитель NATALY Принципиальная схема, описание, печатная плата Данный предварительный усилитель служит для тембровой коррекции и тонкомпенсации при регулировании громкости. Возможно использование для подключения наушников. Для высококачественного тракта, имеющего в своём составе УМЗЧ с нелинейными и интермодуляционными искажениями порядка 0,001% становятся важны и остальные ступени, которые должны позволять полностью реализовать заложенный потенциал. В настоящее время известны много вариантов реализации высоких параметров, в том числе и на ОУ. Причиной разработки своего варианта предварительного усилителя стали следующие факторы: При сборке предусилителя на ОУ порог его выходного напряжения, а следовательно - перегрузочная
способность – целиком определяются напряжением питания ОУ, и в случае питания от +\-15В не может быть
выше этого напряжения. Недостаток выходного напряжения при схеме ПУ (ОУ + буфер) может быть устранён при реализации в буфере
усиления по напряжению, а глубокая местная ООС устраняет искажения. Достаточно высокий начальный ток покоя
в выходных транзисторах буфера гарантирует его работу без характерных для двухтактных структур в режиме
АВ искажений. Наличие всего двукратного усиления напряжения позволяет добиться повышения перегрузочной
способности на 6 дБ, а при трёхкратном – эта цифра становится равной 9 дБ. При работе буфера от источника
питания +\-30В размах его выходного напряжения получается 58 вольт от пика до пика. Если же буфер запитать
от +\-45В – то выходное напряжение от пика до пика может составить порядка 87В. Такой запас благоприятно
отразится при прослушивании виниловых дисков, имеющих характерные особенности в виде щелчков от пыли.
В качестве темброблока использован хорошо себя зарекомендовавший темброблок Матюшкина. Он имеет
4хступенчатую регулировку НЧ и плавную регулировку ВЧ, а его АЧХ хорошо соответствует слуховому восприятию,
во всяком случае, классический мостовой ТБ, (который тоже может быть применён), слушателями оценивается
ниже. Реле позволяет при необходимости отключить всякую частотную коррекцию в тракте, уровень выходного
сигнала настраивается подстроечным резистором по равенству усиления на частоте 1000 Гц в режиме с ТБ и при
обходе. Расчётные характеристики: Кг в диапазоне частот от 20 Гц до 20 кГц - менее 0,001% (типовое значение порядка
0,0005%) При использовании предварительного усилителя только с проигрывателями СД допустимо снижение напряжения
питания буфера до +\-15В потому как диапазон выходного напряжения таких источников сигнала заведомо ограничен
сверху, на параметрах это не отразится. Полный комплект плат состоит из двух каналов ПУ, РТ Матюшкина (одна плата на оба канала) и блока питания. Печатные платы разработаны Владимиром Лепёхиным. Двухсторонняя печатная плата Предварительного усилителя:
Печатная плата для ТБ Матюшкина с релейным переключением:
Результаты измерений: На ОРА134 (только первое звено из двух), питание - одноступенчатое, +\-15В: Кни(1 кГц).......................... -98дБ (около 0.0003%)
На ОРА132 (оба звена), полная версия, питание двухступенчатое: Кни (1кГц).......................... -100дБ (около 0,00025%)
В случае самовозбуждения каскадов на ВЧ следует параллельно резисторам R28, R88 и комплементарным им в другом канале запаять слюдяные корректирующие конденсаторы ёмкостью от 100 до 470пФ. Такое было обнаружено при использовании транзисторов ВС546\ВС556 + 2SA1837\2SC4793. Во вложениях можно скачать все файлы схем и печатных плат в форматах SPlan 6.0 и SL 5.0 соответственно, На фото: предусилитель «Натали» в корпусе спутникового ресивера В статье речь пойдет о моём варианте сборки предварительного усилителя «Натали» с удачным решением проблемы корпуса. Этот проект стал очередным долгостроем в моем списке и побил все сроки по выполнению. Дело в том, что мысль о сборке предусилителя появилась больше года назад, а вместе с мыслью в моем ящичке для деталей поселились почти все необходимые для этой схемы компоненты. И, как это часто бывает, весь энтузиазм внезапно куда-то испарился, так что пришлось свернуть все начатое на неопределенное время. Хотя почему неопределенное… очень даже определенное – до наступления осенних холодов, когда все летние дела, которых было очень много в этом году, будут завершены и появится свободное время для паяния. О схеме и деталяхСхему выбирал долго, очень долго! Путь к этому предварительному усилителю начинался с использования в качестве ПУ с регулятором тембра специализированных микросхем вроде LM1036 или TDA1524, но меня от этого греха благополучно отговорили местные форумчане. Далее была схема, взятая с какого-то иностранно сайта на трех ОУ типа TL072 с регулировкой ВЧ и НЧ. Даже вытравил ПП и собрал, и слушал некоторое время этот пред, но не легла душа к нему. Потом обратил внимание на схему знаменитого предусилителя Солнцева, и уже во время поиска информации по ПУ Солнцева наткнулся на схему, напоминающую солнцевскую в связке с пассивным РТ Матюшкина. Это была . Это было как раз то, что мне надо! Немного упростив схему предусилителя и, доработав ее под себя, получил вот такой результат. Переход на одноэтажное питание и удаление «лишних» деталей позволило несколько упростить разводку платы, сделать ее односторонней и главное немного уменьшить размеры ПП. В схеме ничего существенного не менял, что могло бы ухудшить качество звука, только убрал ненужные мне функции обхода регулятора тембра, баланса и блок тонкомпенсации. В схему регулятора тембра
ничего своего не вносил, но все равно понадобилось разводить плату заново, т.к. не нашел в интернете готовую одностороннюю печатку нужного мне размера. Коммутация режимов темброблока сделана на отечественных реле РЭС-47. Блок питания
сделан на базе трансформатора ТП-30, разумеется с перемотанной под нужные напряжения вторичной обмоткой. О настройке и возможных проблемахНесмотря на всю кажущуюся сложность схемы и множество деталей, при правильной сборке и применении заведомо исправных и рекомендованных для этой схемы компонентов, можно с большой долей вероятности отгородить себя от неприятных сюрпризов, которые могут возникнуть при сборке данного ПУ. Единственная часть всей этой схемы, которая нуждается в настройке – это собственно сама плата предусилителя. Нужно установить ток покоя, проверить уровень постоянки не выходе, и форму сигнала.Рекомендованный ток покоя для этого ПУ 20-22 мА, и рассчитывается он по падению напряжения на 15-ти омных резисторах R20, R21, R40, R42. Для тока 20-22 мА на этих резисторах должно падать 300-350 мВ (300:15=20, 350:15=22). Падение напряжения, а соответственно и ток можно регулировать в ту или иную сторону изменением номинала резисторов R9, R10, R30, R31 (в оригинале схемы 51 Ом). Большему току покоя соответствует большее сопротивление резистора и наоборот. В своем варианте, вместо постоянных резисторов 51 Ом, я впаял многооборотные подстроечные номиналом 100 Ом, что позволило без лишних усилий и с высокой точностью выставлять нужный ток покоя. Две неприятности , с которыми может столкнуться человек, решивший повторить данный предусилитель - это возбуд, и постоянка на выходе. Причем, как правило, первая проблема порождает вторую. Сначала нужно убедиться в наличии или отсутствии постоянной составляющей на выходе каждого буфера и каждого ОУ. Допускается небольшое количество постоянки, но именно небольшое, грубо говоря не более нескольких мВ. Если постоянки нет, я вас поздравляю! Если есть – ищем в чем причина, а причин не так уж и много. Это либо ошибка в монтаже, либо «не та» деталь, либо где-то есть возбуд. Первым делом нужно внимательно осмотреть плату на предмет непропая или наоборот – слипшихся дорожек, перепроверить все ли детали нужного номинала вы используете, и если все правильно остается третий вариант, т.е. возбуд. Для его поиска вам понадобится осциллограф. Сам я столкнулся с этой проблемой. Во всех четырех буферах была постоянка на выходе в размере 100-150 мВ. И причиной ее возникновения оказалась как раз-таки «не та» деталь. Дело в том, что вместо операционных усилителей OPA134 у меня были установлены NE5534, которые не совсем подходят для применения в этой схеме. Долго и безуспешно я боролся с этой проблемой, а проблема исчезла сама собой после замены ОУ на OPA134. О расположении и соединенииИз-за того, что имеющийся корпус был не очень большого размера, пришлось рисовать все платы заново, чтобы хоть на пару сантиметров сделать их компактнее. Размещение плат в корпусе получилось очень плотным, но к счастью все вместилось. Все – это плата предусилителя, регулятора тембра, сдвоенная плата блока управления и индикации, USB звуковая карта, трансформатор блока питания и плата выпрямителей-стабилизаторов, и две маленькие платы селектора входов и регулятора громкости и ВЧ. Все общие провода соединил в одной точке, на плате регулятора громкости и высоких частот. Это избавило от пугающей меня проблемы гула и фона, которые возможны при неправильно разведенной земле. Опять же из-за стесненных условий, плату управления и индикации пришлось сделать составной, состоящей из одной большой и одной маленькой платы. Соединяются они между собой через штырьковый разъем. Все платы крепил к шасси корпуса через вот такие пластиковые изолирующие проставки. Это позволило полностью изолировать платы от контакта, как с металлическим корпусом, так и друг от друга, в местах, где этого не нужно. Удобный корпусРасскажу немного и о самом корпусе. Как я уже упоминал – в качестве корпуса для предусилителя используется корпус от спутникового ресивера. Старичок верой и правдой служил много лет, несколько раз ремонтировался и после очередной поездки в мастерскую был переправлен мне с диагнозом «труп».Хорошие были раньше корпуса, большие! Именно по причине своих размеров и большого окна я и выбрал этот корпус. На лицевой панели кроме надписей не оказалось ничего лишнего. Остались, конечно 3 незадействованный кнопки, но это не страшно. Закрасил надписи матовой краской из балончика, купленного в автомагазине. Краска процентов на 98 совпала по цвету с той, которой был покрашен корпус изначально. Разницу можно заметить, только если очень присмотреться. В качестве ручек для этих регуляторов установил , которые кстати . Они отлично (на мой взгляд) вписались в общий дизайн предусилителя, который выдержан в серебристо-черном цвете. О звуке и впечатленияхИ настало время рассказать о самом интересном, о том что же получилось в итоге. А в итоге получилась еще одна хорошая игрушка в моей коллекции звуковоспроизводящей аппаратуры.Схема несомненно заслуживает внимания и того, чтобы ее повторяли. Звучание готового устройства понравилось, оно вносит какой-то свой окрас в музыку. Несмотря на всего лишь 4 ступени в регуляторе тембра Матюшкина, не могу сказать, что регулировок низких частот не хватает. Четырех позиций регулятора НЧ вполне достаточно для того, чтобы подобрать нужный уровень низких частот для конкретного стиля музыки и своих предпочтений. Отдаваемое в последнее время предпочтение ламповым выходным усилителям мощности звуковой частоты для звуковоспроизведения высокой верности трудно понять, исходя из объективного их сравнения c транзисторными УМЗЧ. Ведь по всем измеряемым характеристикам современный УМЗЧ на транзисторах существенно превосходит ламповый. На наш взгляд, измеряемыми обычно нелинейными искажениями (НИ) не исчерпываются те искажения, которые определяют качество звуковоспроизведения. B самых совершенных конструкциях транзисторных УМЗЧ уровень НИ доведен практически до слухового порога и доже ниже, поэтому сомнительно, что их можно воспринимать на слух, тем более в условиях маскировки полезным сигналом. Дело, по-видимому, в том, что обычно измеряют НИ в установившемся режиме, когда переходный процесс после подачи на вход испытываемого усилителя измерительного сигнала уже завершен и на входе, и на выходе усилителя, a в замкнутой петле общей отрицательной обратной связи (ООС) установился стационарный колебательный процесс, отвечающий c большей или меньшей точностью поступающему но вход сигналу. Очевидно, что нелинейность усилителя проявляется гораздо сильнее во время переходного процесса (длительность которого за счет задержки сигнала в цепи ООС может быть значительной), особенно на его начальном этапе, когда действие ООС наименее эффективно (из-за упомянутой задержки). B отличие от динамических искажений, приводящих к перегрузке входного каскада на протяжении всей длительности неблагоприятного по параметрам входного сигнала - рассматриваемые переходные НИ имеются даже тогда, когда отсутствуют динамические, но только пока переходный процесс не закончен. A если учесть, что реальные звуковые программы очень далеки от стационарности и на самом деле вызывают в УМЗЧ почти непрерывный переходный процесс, то при воспроизведении таких программ HИ могут намного превышать измеренные обычными методами в одном и том же экземпляре усилителя. Вследствие малой длительности переходного процесса по сравнению c временем лабораторных измерений, они пока «ускользают» от экспериментального изучения (для этого требуется разработка специальных методов) и в то же время легко воспринимаются на слух на протяжении звучания всей фонограммы. C этой точки зрения становится понятным преимущество ламповых усилителей: хотя измеряемый уровень НИ y них больше (это относится только к стационарному режиму), в реальных условиях лампы, как гораздо более линейные приборы, обеспечивают меньшие HИ (хотя, конечно, большие, чем те же лампы в стационарном режиме), чем транзисторы, что и обусловливает лучшее звучание ламповых усилителей. Однако очевидны такие недостатки ламповых усилителей, кок неудобство в эксплуатации, громоздкость и большая масса, значительная потребляемая мощность при сравнительно низких КПД и выходной мощности. B этой связи выглядело бы заманчивым создание транзисторного усилителя c реальным уровнем НИ не хуже, чем y лампового. Последнее означает, что измеряемый по обычным методикам уровень НИ такого усилителя должен быть снижен но один-два порядка (!) по сравнению c лучшими образцами (желательно же – кок можно больше), чтобы НИ в нестационарном режиме имели приемлемую величину. Однако применяемые сейчас методы линеаризации транзисторных усилителей, по-видимому, себя уже исчерпали и не позволят достичь требуемого коэффициента НИ ( Q ≈0,0001…0,00001 %). Поэтому была поставлена задача изучить возможность получения такого рекордно низкого уровня собственных НИ транзисторного УМЗЧ, не останавливаясь перед сложностью схемотехнических решений, а затем и решить, оправдан ли такой подход, приносит ли он выигрыш по качеству звучания по сравнению c существующими схемами. Представляемая в настоящей роботе конструкция адресована в первую очередь самым взыскательным ценителям высококачественного звуковоспроизведения. Она разработана на основе изложенного в принципа, который является усовершенствованием известного метода снижения искажений, описанного в . На рис.1 изображена блок-схема двухкаскадного усилителя c передаточной функцией первого каскада К1 и второго К2, передаточной функцией β цепи общей ООС, охватывающей весь усилитель, и передаточной функцией γ цепи местной положительной обратной связи (МПОС), охватывающей первый каскад. Результирующая передаточная функция такого устройство описывается выражением: К = К 1 К 2 /(1- γ К 1 +К 1 К 2 β) Если установить усиление в петле МПОС γ К 1 =1, то окажется, что в отличие от усилителя с одной ООС, у которого К = К 1 К 2 /(1- γ К 1 +К 1 К 2 β)и только приближенно К≈1/β (при К 1 К 2 β>>1), передаточная функция данного усилителя будет точно равно 1/β. При этом глубина ООС должна быть больше глубины МПОС, т.е. К 1 К 2 > γ К 1 , что является необходимым (но недостаточным) условием устойчивости. Таким образом, при γ К 1 =1 подавляются все искажения, которые возникают во втором каскаде и причиной которых является непостоянство его передаточной функции (поскольку К=1/β и не зависит от К 2). Однако абсолютно полное подавление искажений возможно только при идеальном первом каскаде. Реально же ему присущи кок нелинейные, таки частотные искажения, приводящие к отклонению передаточной функции К 1 от оптимального значения. Кроме того, она изменяется из-за колебаний питающих напряжений, температурного дрейфа и изменения со временем параметров деталей. Проблемой является и обеспечение совместной устойчивости такой сложной системы при совместном действии ООС и ПОС (второе условие устойчивости), так как введение ПОС уменьшает запас устойчивости исходной системы . С другой стороны, желательно (для получения наибольшей линейности), чтобы глубина как ПОС, так и ООС была постоянной в рабочем диапазоне частот, т.е. чтобы первый полюс АЧХ системы с разомкнутыми обратными связями находился но частоте f>20-30 кГц, и частота среза в петле ПОС была также не меньше. Между тем выполнить последние требования и одновременно обеспечить надежный запас устойчивости вовсе не просто, a отступление от них значительно снижает эффективность метода. Видимо, поэтому автору неизвестны примеры использования описанного принципа подавления искажений для целей высококачественного звуковоспроизведения. Принципиальным недостатком устройства показанного на рис.1 является, как показывает анализ, то, что петля МПОС включена последовательно в цепь ООС. Значительно улучшить работу устройства можно путем параллельного подключения петли МПОС к петле ООС, т.е. подключив вход второго каскада не к выходу первого каскада (точка 2, рис.1), а к его входу (точка 1). Блок-схема устройства, предложенного в , показана на рис.2. Важнейшим преимуществом такого устройства является меньший фазовый сдвиг, вносимый в петлю ООС элементами схемы МПОС (от входа устройство до входа второго каскада). Это понятно из сравнения рис.2 с рис.1, так как очевидно, что фаза сигнала в точке 2 отстает от фазы в точке 1 (рис. 1) но фазовый сдвиг, вносимый первым каскадом (и этот сдвиг может быть весьма существенным на частотах 0,2-1 МГц и выше, в области которых должно обеспечиваться устойчивость устройства). Данное преимущество является решающим для применения этого метода компенсации искажений в высококачественных УМЗЧ, так кок вносимые при его использовании минимальные фазовые сдвиги позволяют получить достаточный запас устойчивости и тем самым обеспечить надежную роботу усилителя c МПОС. Достоинством устройства, показанного на рис.2 является также возможность более независимого (хотя независимость эта относительная, поскольку петли, по-прежнему взаимодействуют между собой) и оптимального выбора параметров петель МПОС и ООС в соответствии с их функциональным назначением, которое существенно различно. Эта большая независимость видна из выражения для передаточной функции усовершенствованной системы: К = К 2 /(1- γ К 1 +К 2 β) которое, в отличие от , не содержит смешанных произведений передаточных функций элементов, относящихся к различным петлям. Такое разделение невозможно в устройстве, показанном на рис. 1, где первый каскад является общей частью петель МПОС и ООС, вследствие чего его параметры определяют одновременно и свойство ООС, и свойство ПОС, из-за чего требования к этим параметрам во многом противоречивы, что также затрудняет решение задачи максимального подавления искажений. Преимущества параллельного подключения петли МПОС к петле ООС позволяют практически реализовать устройство даже не c одной, а с двумя МПОС, взаимно усиливающими действие друг друга и тем самым улучшающими компенсацию искажений. Блок-схема такого устройства показан но рис.3, где К 1 , К 2 , К З – передаточные функции трех каскадов основного канала усилителя; β – передаточная функция цепи ООС; α 1 γ 1 и α 2 γ 2 - передаточные функции первой и второй петли МПОС соответственно, причем равенство α 1 γ 1 =1 и α 2 γ 2 =1 устанавливаются c возможно большей точностью. Из его передаточной функции: K = К 1 К 2 К 3 /[(1-α 1 γ 1 )(1-α 2 γ 2 )+К 1 К 2 К 3 ], следует, что поскольку 1-α 1 γ 1 <<1 , то степень подавления искажений, зависящая от выражения (1-α 1 γ 1 )(1-α 2 γ 2 ), значительно больше, чем в устройстве c одной петлей МПОС, в котором эта степень определяется одним членом 1-α 1 γ 1 >>(1-α 1 γ 1 )(1-α 2 γ 2 ). Однако самым замечательным является то, что при одной МПОС минимально достижимый уровень НИ нельзя сделать меньше искажений, вносимых элементами самой петли МПОС, a в устройстве c двумя (или более) петлями МПОС, как показывает расчет, собственные НИ каждой петли МПОС подавляются действием другой, т.е. возможно снизить НИ ниже уровня, определяемого самым линейным блоком устройства, каким должен быть контур МПОС. Это является существенным преимуществом данного метода компенсации искажений перед другими, позволяющими снижать искажения лишь до предела, определяемого собственной нелинейностью схемы компенсации. Заметим, что все сказанное выше полностью относится к тем искажениям, которые обусловлены непостоянством передаточных функций (кроме нелинейных, это например, амплитудно-частотные). Такие искажения компенсируются в любых частях устройства, кроме цепи ООС β. Принципиальная схема УМЗЧ, соответствующая рис.3, изображена на рис.4. Для получения как можно более низкого уровня НИ основной канал усилителя (без МПОС) задуман кок достаточно линейный УМЗЧ. для этого все каскады усилителя выполнены двyxтактными на комплемeнтарных парах транзисторов, что позволило сделать оба плеча симметричными относительно общего провода и получить более линейную амплитудную характеристику. Все транзисторы работают в режиме A, за исключением выходного каскада с плавающим смещением на входе (cyпер-А), которое задается схемой на элементах VT15-VT18, R38-R41, VD15, VD16. Это обеспечивает невыключающийся режим роботы оконечных транзисторов при их малом токе покоя. Входной каскад выполнен по каскадной схеме ( V Т1, VT3, VT2, VT4). Режим работы его транзисторов выбран так, что они не входят в режим отсечки или ограничения тока при действии на входе сигналов с амплитудой, в несколько раз превышающей номинальное входное напряжение даже при отключенной ООС. Этим он выгодно отличается от традиционного дифференциального каскада. Цепочка R19R18 C7 c частотой среза ≈ 90 кГц ограничивает усиление самых высокочастотных составляющих импульсных сигналов, предотвращая перегрузку и последующих каскадов усилителя. Благодаря этим мерам, а также высокому быстродействию за счет отказа от применения в каскадах транзисторов с общим эмиттером и коррекции по опережению (конденсаторы С5, С6), динамические искажения в усилителе отсутствуют, что особенно важно для устойчивой роботы системы с ПОС. Напряжение ООС с выхода усилителя подается в точку соединения резисторов R11 и R12, которые вместе с R10 и R13 опpeделяют рабочий ток VT 1 и VТ2. Одновременно R10 и R 13 в составе делителей R14/R10C3 и R15/R13C4 задают передаточную функцию цепи ООС. Постоянная составляющая выходного напряжения поступает но эмиттеры входных транзисторов через R10R11 и R12R13, а не только через R14 и R15, поэтому глубина ООС по постоянному напряжению намного больше, чем по переменному, и осуществляется жесткая стабилизация постоянной составляющей напряжения но выходе УМЗЧ. Использование электролитических конденсаторов C3, C4 не приводит, как следует из измерений, к существенному увеличению искажений, так как они поляризованы постоянным напряжением около 4 В (переменная составляющая намного меньше), так что режим их роботы практически линеен. Второй каскад на транзисторах VT5- V Т8, включенных по схеме ОК-ОБ, является буферным между двумя контурами МПОС. Диоды VD3-VD6 задают напряжение смещения на базах эмиттерных повторителей VT9, VТ10, а диоды VD7, VD8 защищают от слишком сильного его увеличения при неисправностях в усилителе или перегорании одного из предохранителей. Усилитель напряжения (VT11, VТ13 VT12, VT14) также выполнен по каскадной схеме. Напряжение питания первых каскадов около 21 B и задается стабилизатором ( V Т23, VT 24, VD17, VD18). Выходные транзисторы работают с малым током покоя, поэтому термостабилизации их не требуется. Элементы частотной коррекции R19R18C7, R27C10, R22C8, R23C9 формируют АЧХ усилителя, обеспечивая его устойчивость при действии ООС. Одновременно R19 и R27 служат нагрузкой входного и буферного каскадов соответственно, а также нагрузкой петель МПОС, определяя их коэффициент усиления. B контурах МПОС использованы полевые транзисторы для минимизации собственных искажений контуров. Каждый контур МПОС – усилительный каскад с коэффициентом передачи около единицы, изменять который можно подстроечными резисторами R58 и R67. Непосредственным соединением выхода каскада с его входом осуществляется 100%-ная ПОС. Цепочки R57C15 и R66C16 корректируют АЧХ каскадов, улучшая точность компенсации на частотах звукового диапазона. Контуры МПОС подключают к основному каналу в узловых точках А, B и к общему проводу. Рабочие точки транзисторов первых каскадов и контуров МПОС жестко стабилизированы высокоомными резисторами в их эмиттерных (истоковых) цепях. Этим достигается постоянство характеристик каскадов, подключенных к точкам А и B. Кроме того, транзисторы VTЗVT4 и VT27VT28, VT7VT8 и VT31VT32 -динамическая нагрузка друг для друга, a эмиттерные повторители VT5VT6, VT9VT10 и полевые транзисторы VТ25VT26 и VT29VТ30 обладают высоким входным сопротивлением, поэтому сопротивление нагрузки для петель МПОС определяется резисторами R19, R27 (на звуковых частотах). Благодаря этому удалось добиться высокой стабильности усиления в петлях МПОС, которое не зависит от температуры и не изменяется с течением времени. Печатная плота разработана с учетом обычных требований. Блоки МПОС на транзисторах VT25-VT32 выполнены на двух отдельных небольших платах и в виде модулей и закреплены перпендикулярно плате основного усилителя вблизи узловых точек A и B. B усилителе использованы резисторы типа МЛТ, подстроечные резисторы типа СПЗ-29М, конденсаторы К50-16 (С3, С4, С11-С14), К73-17 (С1, С2), КД1, КТ1 – остальные. Теплоотводы транзисторов VT21, V Т22 расположены вблизи элементов схемы плавающего смещения оконечного каскада для компенсации темперотурной не-стабильности тока покоя выходных транзи-cторов. Налаживание К выходу усилителя подключают эквивалент нагрузки сопротивлением 4-8 Ом и проверяют работу схемы плавающего смещения оконечной ступени. Для этого подключают осциллограф к базам VT 19 и VT20 и на вход усилителя подают синусоидальный сигнал с частотой 100 Гц. Осциллограмма должна иметь вид пульсирующего напряжения (типа «выпрямленной» синусоиды) c амплитудой около 5 B при номинальном выходном напряжении и сопротивлении нагрузки 4 Ом. При увеличении сопротивления нагрузки или уменьшении входного сигнала эта амплитуда должна уменьшаться. Проверяют прохождение через усилитель прямоугольных импульсов. Выбросы на осциллограммах выходного напряжения должны отсутствовать, в противном случае увеличивают емкость конденсаторов С5 и С6. На этом настройку основного канала можно считать законченной. Отметим, что уже базовый усилитель (без контуров МПОС) обладает достаточно высокими характеристиками. Технические характеристики: Номинальное входное напряжение: 0,3 B Номинальная выходная мощность но нагрузке 4 Ом: 80 Вт Номинальная выходная мощность но нагрузке 8 Ом: 40 Вт Частотный диапазон при завалах на краях не более 0,5 дБ: 15 – 100000 Гц Входное сопротивление: 50 кОм Выходное сопротивление: 0 Ом (с контурами МПОС) Коэффициент интермодуляционных искажений, не более: 0,005 % Уровень шума (взвешенный): -105 дБ (с контурами МПОС) Настраивают контуры МПОС, подключив их к схеме и установив движки R58, R67 в положение максимального сопротивления, т.е. минимального петлевого усиления контуров МПОС. Напряжение между стоком и истоком, полевых транзисторов должно быть не более 10 B (максимально допустимое для транзистора КП103), но и не слишком малым, в противном случае добиваются нужного значения подбором резисторов R51, R52, R60, R61. Желательно, чтобы комплементарные транзисторы были подобраны в пары с близкими значениями начального тока стока и напряжения отсечки. Вход усилителя закорачивают, к выходу подключают акустическую систему (АС) или измерительный прибор, а сигнал от источника (генератора сигналов или источника музыкальной программы, боготой низко и высокочастотными составляющими) c высокоомным выходом подают в узловую точку B, имитируя сигнал искажений. Общий провод источника соединяют с общим проводом усилителя. Регулировкой R58 добиваются максимального ослабления сигнала на выходе усилителя. Подбором R57C15 улучшают подавление высокочастотных составляющих спектра сигнала. Настроив первый контур МПОС, отключают его от точки А, а источник-имитатор искажений – от точки B. Выход имитатора подключают параллельно резистору R35 и настраивают второй контур МПОС аналогично первому. После этого вновь подключают первый контур МПОС и наблюдают дополнительное подавление сигнала. На завершающем этапе проводят прямую проверку подавления НИ в усилителе. Достаточно измерить лишь коэффициент интермодуляционных искажений Qи так как при достаточно малых его значениях коэффициент гармонических искажений заведомо приемлем. B соответствии с методикой на вход усилителя подают два синусоидальных сигнала с частотой 25 – 30 кГц и paзнocтью частот ≈1 кГц при одинаковой амплитуде, не превышающей половины номинальной, и оценивают уровень звука, воспроизводимого АС. При отключенных контурах МПОС можно расслышать очень тихий звук (соответствующий Q и = 0,005 %), который при их подключении полностью исчезает. Для наглядной демонстрации подавления НИ можно временно увеличить нелинейность базового усилителя путем подключения цепочки из последовательно соединенных диода в проводящем направлении (например, Д9) и резистора сопротивлением 47 кОм параллельно резистору R9. При этом Qи базового усилителя возрастает примерно до 0,5 %, комбинационная частота становится отчетливо различимой, и можно более уверенно судить о ее подавлении при подключении контуров МПОС. Из таких измерений следует, что каждый из контуров МПОС подавляет искажения не менее чем но 30 дБ, а оба они вместе – почти но 60 дБ, так что НИ всего усилителя измерить обычными методами невозможно из-за их крайне малой величины, а можно только оценить с учетом Qи базового усилителя, уменьшенного на три порядка, что дает фантастическую величину ( Q и ≈ 0,00001 %). Следует отметить еще одну положительную сторону применения МПОС в усилителе. Так как при прекращении действия общей ООС коэффициент усиления из-за действия ПОС стремится возрастать, то при задержках сигнала в цепи ООС контуры МПОС становятся фактически форсирующими корректирующими устройствами, которые ускоряют процессы в системе и уменьшают фазовый сдвиг между входным и выходным сигналами . Благодаря этому улучшается качество переходного процесса, что также способствует уменьшению искажений. Субъективное впечатление от работы данного усилителя трудно передать словами, нужно слышать чистоту и прозрачность его звучания. B этом отношении он не только не уступает ламповым усилителям, но и заметно превосходит их, не внося в звуковую картину практически ничего «от себя». Опыт его эксплуатации в течение 5 лет показал надежность конструкции, а периодические проверки – хорошую стабильность настройки и сохранение точности компенсации искажений в заданных пределах без дополнительных регулировок. Печатные платы выполнены из фольгированного текстолита. Размер платы основного канала (рис.5) 150 x 105 мм, модулей МПОС (рис.6) 105 х 30 мм. После распайки всех деталей модули МПОС устанавливают на основную плату вдоль направлений, указанных стрелками на рис.1. Соответствующие печатные проводники плат соединяются согласно принципиальной схемы с помощью проволочных перемычек. Шины общего провода можно соединить с помощью проволочных растяжек, удерживающих платы во взаимно перпендикулярном положении. Отключение и подключение контуров МПОС при настройке производится перемычками между узловыми точками A, Б и соответствующими точками модулей МПОС. Для стерео усилителя платы основного канала и модулей МПОС имеют вдвое большую ширину – не 105, а 210 мм, и на них нанесены по два одинаковых рисунка. Компоновке усилителя следует уделить особое внимание. Провода, соединяющие усилитель с блоком питания, должны быть максимально короткими и большого сечения. Особенно это касается провода, соединяющего шину общего провода печатной платы с «нулем» блока питания - точкой соединения конденсаторов фильтра. Если по каким-то причинам последнее требование невыполнимо, то «земляные» выводы конденсаторов С13, С14 лучше не соединять с общим проводом на плате, а, закоротив между собой, соединить с «нулем» блока питания отдельным проводом. K этому же месту подключаются и провода от акустических систем, как показано на рис.7. Основной недостаток активных
регуляторов тембра состоит в использовании глубокой частотно-зависимой ООС и
больших дополнительных искажениях, вносимых этими регуляторами в обрабатываемый
сигнал.
В традиционном варианте рассматриваемого регулятора R1/R3=C2/C1= =C4/C3=R5/R6=n, R2=R7=n-R1. При этом достигается приблизительное совпадение частот перегиба АЧХ в области ее подъема и спада (в общем случае они различны), что обеспечивает относительно симметричное регулирование АЧХ (спад даже в этом случае неизбежно получается более крутым и протяженным). При обычно используемом п=10 (для этого случая указаны минимальные значения номиналов элементов на рис. 1,а-3,а) и выборе частот раздела вблизи 1 кГц регулирование тембра на частотах 100 Гц и 10 кГц относительно частоты 1 кГц составляет ±14...18дБ. Как отмечалось выше, для достижения плавного регулирования переменные резисторы R2, R7 должны иметь экспоненциальную характеристику регулирования (группа "В") и, кроме того, для получения линейной АЧХ в среднем положении движков регуляторов соотношение сопротивлений верхнего и нижнего (по схеме) участков переменных резисторов также должно быть равно п. При "хайэндовском" п=2...3, что соответствует диапазону регулирования ±4...8 дБ, вполне допустимо использовать переменные резисторы с линейной зависимостью сопротивления от угла поворота движка (группа "А"), но при этом несколько огрубляется регулировка в области спада АЧХ и растягивается в области подъема, а плоская АЧХ получается отнюдь не в среднем положении движков регуляторов. С другой стороны, сопротивление секций сдвоенных переменных резисторов с линейной зависимостью лучше согласовано, что уменьшает рассогласование АЧХ каналов стереофонического усилителя, так что неравномерное регулирование в этом случае можно считать допустимым. Наличие резистора R4 не принципиально,
его назначение - снизить взаимное влияние звеньев и сблизить частоты перегиба
АЧХ в области высших звуковых частот. Как правило, R4= =(0,3...1,2)"R1. Как
показано ниже, от него в ряде случаев можно вообще отказаться. Для снижения
влияния на регулятор предшествующих и последующих каскадов их выходное Rвых и входное Rвх
сопротивления должны быть соответственно Rвых< Приведенный "базовый" вариант регулятора применяется обычно в радиоаппаратуре высокого класса. В бытовой аппаратуре используют несколько упрощенный вариант (рис. 2,а). Аппроксимированные логарифмические амплитудно-частотные характеристики (ЛАЧХ) такого регулятора приведены на рис. 2,6. Упрощение его высокочастотного звена привело к некоторой расплывчатости регулирования в области высших частот и к более заметному влиянию предшествующего и последующего каскадов на АЧХ в этой области.
Если отказаться от требования симметричного регулирования АЧХ на участках их подъема и спада (кстати, необходимость спада практически не возникает), то можно еще более упростить схему (рис. 3,а). Приведенные на рис. З.б ЛАЧХ регулятора соответствуют крайним положениям движков резисторов R2, R4. Достоинство такого регулятора - простота, но поскольку все его характеристики взаимосвязаны, для удобства регулирования целесообразно выбирать п=3...10. С ростом п крутизна подъема растет, а спада - снижается. Все сказанное выше о традиционных вариантах корректора Баксандала в полной мере относится и к этому, предельно упрощенному варианту.
На базе этой схемы можно построить несколько вариантов темброблоков, позволяющих регулировать АЧХ в области низших и высших частот. Причем в области низших частот возможен и подъем, и спад АЧХ, а на высших - только подъем. Вариант темброблока с регулированием частоты перегиба АЧХ в низкочастотной области показан на рис. 5,а, его ЛАЧХ - на рис. 5,6. Резистор R2 регулирует частоту перегиба АЧХ, a R5 - ее наклон. Совместное действие регуляторов позволяет получить значительные пределы и большую гибкость регулирования.
· Формирование АЧХ; на низких частотах, прогнутой к оси абсцисс (наклон с уменьшением частоты плавно возрастает), в то время как известные РТ: имеют на НЧ прямо противоположную АЧХ, выпуклую в сторону от оси абсцисс (наклон с уменьшением частоты убывает); · Изменение АЧХ одновременно и согласованно на всех частотах НЧ (и отдельно) ВЧ диапазонов при любой глубине регулирования. В традиционных РТ изменение формы АЧХ охватывает часть диапазона; · Изменяющийся наклон АЧХ в зависимости от глубины: регулирования. В большинстве РТ наклон АЧХ фиксирован. Большинство аудиолюбителей достаточно категорично и не готово к компромиссам при выборе аппаратуры, справедливо полагая, что воспринимаемый звук обязан быть чистым, сильным и впечатляющим. Как этого добиться? Поиск данных по Вашему запросу: Предварительный усилитель с темброблоком матюшкинаСхемы, справочники, даташиты: Прайс-листы, цены: Обсуждения, статьи, мануалы: Дождитесь окончания поиска во всех базах.
|
Читайте: |
---|
Популярное:
Новое
- Что же большего всего пугает индивида
- Новый Renault Duster: изменился к лучшему, оставшись собой
- Подержанные Lexus RX450H
- Правила управление чатом или как быть модератором на канале Как банить на твиче если ты модератор
- Батарейки: какие бывают, виды, типоразмеры элементов питания, их маркировка и устройство (фото)
- Фотофиксация гаи и штрафы за превышение скорости
- Безлопастная дисковая турбина, или роторный двигатель Николы Тесла
- Велосипедная сигнализация
- Какие светодиоды используются в фонариках и какие лучше?
- Где взять достойные двигатели для малой авиации Двигатель для самолета малой авиации